Текст книги "КВ-приемник мирового уровня? Это очень просто!"

Автор книги: Александр Кульский

сообщить о нарушении

Текущая страница: 21 (всего у книги 23 страниц)

Пусть в силу ряда причин, значение нестабилизированного напряжения на входе СН – повысилось.

Ток стока вышеупомянутого полевого транзистора КП103К остался при этом прежним. Но выходное напряжение СН, в силу роста его входного напряжения, получает тенденцию к возрастанию. Однако, потенциал базы левого по схеме транзистора схемы сравнения (его выводы соответствуют номерам 14, 13 и 12 – см. рис. 28.10) ЖЕСТКО стабилизирован опорным напряжением, в точке 13. И незначительное увеличение коллекторного напряжения этого транзистора – не изменит значения его коллекторного тока. А, следовательно, и значения его эмиттерного тока.

А это значит – и тех 50 % тока, которые приходятся на его долю и вместе с другими 50 %, которые обеспечивает правый по схеме транзистор (его выводы соответствуют номерам 10, 11 и 12) создают на общем для этой пары транзисторов эмиттерном резисторе R9 жестко застабилизированный потенциал U_R9. Но если упомянутая выше тенденция к возрастанию выходного напряжения СН не способна изменить потенциал базы ЛЕВОГО по схеме транзистора эмиттерносвязанной пары транзисторов, то как раз о потенциале базы ПРАВОГО транзистора эмиттерносвязанной пары – этого сказать нельзя.

Через выходной делитель напряжения, образованный резисторами R9, R11 и R12, произойдет некоторое повышение потенциала базы. Вслед за этим, токовые режимы схемы претерпят следующие изменения. Во-первых, возрастет коллекторный ток правого транзистора пары. Но вот потенциал эмиттера этого транзистора – останется на прежнем уровне. Поскольку при этом левый транзистор просто соответственно уменьшит свою долю тока через R9.

Таким образом, каких-либо препятствий на УВЕЛИЧЕНИЕ своего коллекторного тока правый транзистор микросборки не имеет. Но, в свою очередь, даже это очень малое (а оно именно очень малым и будет) УВЕЛИЧЕНИЕ коллекторного тока правого транзистора, вызывает РАВНОЕ ЕМУ по абсолютной величине, УМЕНЬШЕНИЕ базового тока составного транзистора (см. основную формулу работы СН: I_ст = I_{б VT'} + I_{к VT"} = const!).

Следовательно, это вызовет немедленное призапирание проходного транзистора VT4. Ну и как следствие этого – уменьшение выходного напряжения СН. То есть – возвращение регулируемого параметра – выходного напряжения к своему первоначальному значению.

Нетрудно показать, что УМЕНЬШЕНИЕ величины нестабилизированного входного напряжения, поступающего на вход СН, приведет к тому же результату. То есть ЗНАЧЕНИЕ ВЕЛИЧИНЫ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ СН – ОСТАНЕТСЯ НЕИЗМЕННЫМ. То же самое будет происходить при изменении тока нагрузки. Практика работы с подобными СН показывает, что данная схема работает очень эффективно, достаточно проста и обеспечивает величину коэффициента стабилизации выходного напряжения около 2000. При том, что уровень пульсаций на выходе не превышает 1,2 милливольта.

В состав принципиальной электрической схемы СН входит также узел электронной защиты проходного транзистора от короткого замыкания по нагрузке. Этот узел включает в себя датчик короткого замыкания на выходе СН. В качестве этого датчика служит резистор R13. Его номинал подобран таким образом, что пока ток нагрузки не превышает 0,4 ампера, падение напряжения на резисторе R13 недостаточно для отпирания транзистора VT1.

Следовательно, делитель напряжения в коллекторной цепи VT1, состоящий из последовательно включенных резисторов R2 и R3 обеспечивает надежное запирание транзистора VT2.

При этом его коллекторный ток равен нулю и никакого влияния на режим работы стабилизатора тока (VT3, R6) цепь защиты не оказывает. Но как только на выходе схемы СН возникнет режим короткого замыкания, или даже просто превышения предельно допустимого тока нагрузки, на R13 возникает падение напряжения, превышающее пороговое напряжение отпирания транзистора VT1. Который из запертого состояния немедленно перебрасывается в насыщенное. В таком случае его коллекторный ток создает на R3 падение напряжения, которое приводит к возникновению коллекторного тока транзистора VT2.

Поскольку этот ток протекает по резистору R6, он создает на нем падение напряжения, которое полностью запирает полевой транзистор VT3. Таким образом, составной проходной транзистор и схема сравнения переводятся в закрытое состояние. Но, как видно из анализа этой схемы, прекращение протекания тока нагрузки, приводя к снижению падения напряжения на резисторе датчика, вызовет прекращение воздействия схемы защиты. А значит имеет место динамический процесс, который вызовет протекание через проходной транзистор некоторого КРИТИЧЕСКОГО тока, величина которого для данной схемы составляет, примерно, 0,5 ампера. Этот ток не разрушит проходной транзистор и обеспечит резерв времени, в течение которого можно зафиксировать факт короткого замыкания (КЗ) или просто аварийной ситуации в нагрузке и принять соответствующие меры.

Аналогичным образом работают и остальные два СН блока питания приемника.

Л. Силовая часть блока питания

Принципиальная электрическая схема силовой части приведена на рис. 28.11.

Каких-либо особенностей силовая часть не имеет, за исключением того, что силовые трансформаторы Тр1 и Тр2 – тороидальные. Соответственно, их номинальные мощности составляют 25 ВА и 10 ВА. Сердечники должны соответствовать этой мощности.

«Аматор»: Теперь на очереди цифровой частотомер…

«Незнайкин»: Я весь внимание и готов записывать. Но вот к анализу еще не очень готов.

«Спец»: Это я понимаю. Поэтому прошу внимания, мы приступаем.

М. Принципиальная электрическая схема частотомера и цифровой шкалы.

Описание принципов работы частотомеров.

Пояснение особенностей работы универсальной цифровой шкалы приемника с преобразованием «вверх»

Как известно, в современных радиоприемных устройствах высокого класса считается признаком дурного тона использовать механическую шкалу настройки. Это тем более справедливо, если речь идет о приемниках профессионального типа, либо для приемников дальнего приема, обладающих повышенными требованиями к чувствительности и избирательности, особенно в диапазоне КВ.

И, наконец, применение цифровой шкалы настройки в приемниках с преобразованием «вверх», особенно если в них применены варикапные матрицы (как в данном случае), представляется абсолютно необходимым.

Вообще в последние годы восторжествовала тенденция замены механического шкального устройства с его ненадежным механизмом, электронным устройством цифрового отсчета частоты (ЦОЧ), обеспечивающим высокую точность измерения частоты принимаемого сигнала (погрешность менее 0,5 % в KB-диапазоне). А также хорошую визуальную индикацию частоты настройки и прочие возможности. Например, программируемое изменение частоты приема по заранее составленному временному графику или осуществление автоматического поиска станции и слежение за ней в условиях вариаций ее рабочей частоты в точке передачи.

В общем случае ЦОЧ или ЦИФРОВАЯ ШКАЛА, представляет собой некий счетчик частоты настройки, оснащенный цифровым индикатором. Следует заметить, что непосредственное измерение частоты принимаемого сигнала затруднительно, поскольку уровень этого сигнала может, в принципе, оказаться недостаточным, либо вообще отсутствовать. В частности, это происходит при глубоком замирании сигнала – феддинге. Поэтому при реализации цифровой шкалы прибегают к косвенным методам измерения, основанным на использовании частоты гетеродина (в нашем случае – ГПД). Чтобы при измерении частоты гетеродина f_гет индицировалась частота принимаемого сигнала f_сигн, в приемниках с преобразованием «вверх» необходимо внести поправку:

f_сигн = f_гет – f_пр

Внести такую поправку на величину промежуточной частоты можно несколькими способами, основанными на применении следующих методов:

а) двух счетчиков частоты,

б) счетчика частоты, включающего дополнительный дешифратор на ПЧ,

в) вычитателя частоты в преобразователе кода,

г) счетчика частоты с предварительной установкой.

Вот, например, как осуществляется принцип работы ЦОЧ с одним счетчиком частоты и дополнительным дешифратором на частоту, равную ПЧ.

Смысл метода заключается в том, что за время измерения (мерный интервал) счетчик подсчитывает импульсы, начиная с нулевого состояния, до тех пор, пока не пройдет число импульсов, соответствующее значению ПЧ. Затем счетчик устанавливается в «0» и процесс измерения продолжается. Таким образом, к моменту окончания процесса подсчета, состояние счетчика соответствует искомому значению частоты сигнала.

Данный метод предусматривает формирование последовательностей импульсов. Итак, используется только ОДИН счетчик, который ДВАЖДЫ сбрасывается в «0» в течение одного цикла счета. Структурная схема такого ЦОЧ приведена на рис. 28.12.

Функционирование осуществляется следующим образом. Импульс установки, поступающий со схемы формирования временных интервалов 4 через схему логического суммирования 7 подается на вход установки 0 (вход R) счетчика 3. Помимо этого, импульс установки подается еще на вход R триггера 5.

Таким образом, узлы 3 и 5 – сбрасываются в «0». Этим самым за период счетного интервала (время Т_сч) осуществляется подсчет импульсов с нулевого состояния до того момента, пока через декады счетчика не пройдет число импульсов, соответствующее значению ПЧ. В состав схемы входят также формирователь импульсов 1 и схема совпадений 2. Поступающая затем с выхода дешифратора 8 на вход S триггера 5 логическая ЕДИНИЦА, перебрасывает триггер во включенное состояние. При этом положительный перепад напряжения на его выходе 0, запускает устройство формирования коротких импульсов 6. Выходной импульс, пройдя через схему сложения 7, вторично сбрасывает счетчик в «0». Поскольку до прихода следующего импульса установки S – триггер 5 будет сохранять (запоминать) состояние на выходе, которое соответствует логической «1», то за оставшееся время счета, полностью исключается возможность обнуления счетчика, благодаря чему достигается корректировка на величину ПЧ.

Заметим, что с выхода счетчика 3 по информационной шине поток данных о числовом значении измеряемой частоты сигнала подается на преобразователь кода 9, а затем на многоразрядный цифровой индикатор 10.

В качестве еще одного метода, который вполне может подойти для решения стоящей перед нами задачи, является устройство ЦОЧ, основанное на использовании «счетчика частоты с предварительной установкой». В этом случае счетчик устанавливается не на «0», а в такое состояние, чтобы после прохождения числа импульсов, соответствующих ПЧ, счетчик просто пришел в некоторое исходное состояние, предварительно записанное в память.

Этот метод некоторые авторы рекомендуют при использовании цифровых микросхем среднего уровня интеграции, допускающих предварительную установку произвольного числа. Этот метод действительно очень хорош и, как мы покажем ниже, примененные в составе нашей цифровой шкалы микросхемы, вполне допускают осуществление предварительной установки произвольного числа. Тем не менее, при проектировании приемника был избран ранее описанный метод, базирующийся на применении ОДНОГО счетчика частоты и дополнительного дешифратора на ПЧ.

Решающим аргументом, определившим выбор метода построения цифровой шкалы для приемника, послужило следующее обстоятельство. Дело в том, что при прочих равных условиях, выбранный нами метод представляется более универсальным. Поскольку обеспечивает НАИБОЛЕЕ ПРОСТО РЕАЛИЗУЕМУЮ возможность построения цифровой системы, совмещающую в себе функции как ЦИФРОВОЙ ШКАЛЫ, так и компактного ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО ЧАСТОТОМЕРА одновременно!

Перевод системы из одного качества в другое вполне возможно, как будет показано ниже, осуществить с помощью обыкновенного тумблера. Вот почему такое устройство (ЦОЧ + ЧАСТОТОМЕР) окажет колоссальную помощь в процессе настройки как описываемого приемника, так, что тоже не исключается, многих других устройств.

Принципиальная электрическая схема УНИВЕРСАЛЬНОЙ ЦИФРОВОЙ ШКАЛЫ (будем впредь именовать это устройство так), была представлена на рис. 27.1.

Работа универсальной цифровой шкалы осуществляется следующим образом. Генератор, формирующий тактовые импульсы, стабилизированный кварцем, имеющим собственную частоту резонанса 32768 герца, собран на микросхеме D2 типа К176ИЕ5. Эта специализированная микросхема содержит в себе не только схему генератора прямоугольных импульсов, но также и двоичный счетчик, выходы которого дают возможность получить как собственно выходной сигнал этого генератора, так и результат деления его частоты на 2 в 15 степени. А, кроме того, еще и на 2 в 14 степени, а также на 2 в 9 степени.

При этом эпюра контрольного сигнала генератора снимается с выводов 11 и 12 микросхемы D2. Следует заметить, что эпюры сигналов на этих выводах сдвинуты друг относительно друга по фазе на 180 градусов. Таким образом, на выводе 5 D2 формируется прямоугольный сигнал с периодом 1 герц. Далее этот сигнал поступает на счетный вход D-триггера, который выполнен на микросхеме D3 К176ТМ2 (К561ТМ2). И затем с прямого выхода этого триггера (вывод 1) подается на вход логического инвертора, собранного на одном из элементов 2И-НЕ, которые имеются в составе микросхемы D4 К176ЛА7 (К561ЛА7). Для формирования необходимых внутрисистемных служебных импульсов, сигнал с вывода 5 микросхемы D2, одновременно с подачей на счетный вход D-триггера, подается на еще один элемент 2И-НЕ, откуда после инвертирования (вывод 11 D4) подается на двухвходовую схему совпадения (выводы 5 и 6 D4).

Инвертированный выходной сигнал сумматора (вывод 4 D4) поступает на схему формирователя коротких импульсов, реализованную, как это и следует из принципиальной схемы, с помощью логического инвертора (входы 8 и 9 D4). А также схемы сдвига, в формировании которой участвует конденсатор С10. Для более наглядного понимания того, как именно осуществляется формирование необходимых нам служебных сигналов, основные моменты процесса представлены на рис. 28.13.

Действительно, для того, чтобы легко и удобно считывать показания цифровой шкалы, а равно и показания частотомера (при проведении процесса измерений), желательно счетный интервал (это то время, в течение которого осуществляется подсчет числа поступающих импульсов в каждом цикле), иногда говорят СЧЕТНЫЙ ПЕРИОД, разбить на три интервала, соответственно:

1. Интервал счета.

2. Интервал индикации.

3. Интервал установки.

Вот именно для этой цели и служат микросхемы D3, D4, D5 и D6.

Естественно, эпюра «б» соответствует ситуации на выводе 11 D4. А эпюра «а» – ситуации на выводе 3 D4. Тогда инвертированный выходной сигнал сумматора (эпюра «с»), как легко убедиться, произведя логическое сложение эпюр «а» и «б», поданный на вход инвертора, учитывая временную задержку, вносимую конденсатором С10, дает сигнал, который и представлен на эпюре «в». Как видим, сформировалась очень важная для дальнейшей работы схемы временная задержка (см. рис. 28.13).

Теперь на выводе 6 D5 сформировался короткий импульс положительной полярности, который подается на выводы 1 всех микросхем К176ИД2 (D15—D19). Эти микросхемы представляют из себя преобразователи кода 1-2-4-8 в семисегментный позиционный. Но в составе этих микросхем имеются и дополнительные устройства. В частности, память. Вообще микросхема К176ИД2, при наличии логического уровня «0» на ее выводе 1 – запоминает сигнал, поступивший на ее информационные входы, т. е. выводы 5, 3, 2 и 4.

Таким образом, короткий положительный импульс, о котором речь шла выше, «запишет» в память всех микросхем К176ИД2 текущее значение измеряемой частоты. Которое и зафиксируется в десятичном коде пятизначным цифровым индикатором, собранным на светодиодных семисегментных индикаторах типа АЛ304Г. Но требуется еще обеспечить и правильную работу счетчиков, в которых использованы микросхемы К176ИЕ2 (D10—D14). Как известно, информация на выходах этих микросхем сбрасывается в «0», если на выводах 9 присутствует уровень логической ЕДИНИЦЫ.

В то же время, схема работает в режиме нормального счета, если на выводе 9 поддерживается логический НУЛЬ. Для того, чтобы сформировать сигнал, сбрасывающий показания счетчиков, сигнал с вывода 6 D5 подается на узел, формирующий необходимую длительность и фазу, который и будет синхронизировать рабочий цикл счетчиков К176ИЕ2. Этот узел реализован на микросхеме D6, конденсаторах С8 и С9, также резисторе R11.

При установке тумблера выбора режима работы в положение 2 (ЧАСТОТОМЕР), устройство будет осуществлять счет числа импульсов, поступивших на его вход. Для того, чтобы в нашем распоряжении оказался действительно частотомер, в его состав введено устройство, реализованное на транзисторах VT1 и VТ2, а также микросхемах D7, D8 и D9. На транзисторе VT1 собран входной усилитель, обеспечивающий необходимую полосу частот и уровень входного сигнала. Его выходной импеданс согласован с первым делителем частоты на 10. В качестве такого делителя служит специализированная экономичная микросхема D7 193ИЕ3. Дело в том, что, как было сказано выше, ГПД приемника генерирует частоты в интервале 85,5—60,5 МГц.

Но знать значение принимаемой частоты с точностью до 1 герца в данном случае совершенно ни к чему. Для хорошей цифровой шкалы достаточна точность порядка 1 кГц. Вот почему, прежде чем подать текущий сигнал от ГПД на счетчик, применен предварительный делитель на 1000. Первое деление на 10 и осуществляется микросхемой D7. Предпочтение 193ИE3 оказано еще и потому, что эта микросхема прекрасно работает с синусоидальными сигналами. И потребляет при этом ток, не превышающий 20 миллиампер.

Следовательно, значение частоты на выходе D7 лежит для нашего случая в пределах от 8,55 до 6,05 МГц. Но для нормальной работы счетчиков серий К176 и К561 – это слишком высокая частота. Поэтому использован второй делитель частоты на 10, в качестве которого применен хорошо себя зарекомендовавший двоично-десятичный ТТЛ-счетчик К133ИЕ2. С его вывода 11 снимается сигнал в виде последовательности прямоугольных импульсов, частота которых лежит в пределах 855–605 кГц. Но подать их на вход третьего каскада деления частоты на 10, в котором использована микросхема D9 типа К176ИЕ2 не представляется возможным в связи с несовпадением логических уровней ТТЛ и К-МОП. Поэтому в состав универсальной цифровой шкалы введен инвертор логических уровней на транзисторе VT2.

С его выхода предварительно сформированный сигнал подается на соединенные в параллель входы 1, 2 и 8 логического инвертора, собранного на D5. Теперь, приведенные в полное соответствие со стандартом К-МОП-логики, импульсы поступают на счетный вход 2 D9. Таким образом, на ее выводе 11 значение измеряемой частоты лежит в пределах 85500—60500 герц.

Теперь посмотрим, как осуществляется работа всего устройства, если тумблер выбора режима работы переключен в положение 1 – («Цифровая шкала»).

Вот теперь нам необходимо обязательно вычитать первую промежуточную частоту, значение которой, как известно, составляет 55,5 МГЦ. Поскольку частоту поступающих на частотомер импульсов мы уже уменьшили в 1000 раз, то и значение ПЧ1 следует привести в соответствие с этим. Таким образом, оперативное значение промежуточной частоты – 55500 герц!

Анализ и выбор оптимальной реализации задачи создания универсальной цифровой шкалы, которая при том была бы и наиболее проста в отладке, но сохраняла высокое качество измерения, показал, что наиболее разумным является создание узла на простых микросхемах серий К561 (К176), который обеспечивал бы генерацию выходного управляющего импульса только в том случае, если на его входы поступает КОНТРОЛЬНОЕ ЧИСЛО, равное оперативному значению вычитаемой промежуточной частоты. Этот узел и реализован на микросхемах D20—D26. Что и представлено на рис. 27.1, приведенном ранее. Дополнительным удобством такого узла является и тот неоспоримый факт, что для его отладки достаточно обыкновенного тестера!

Легко видеть, что импульс на выводе 11 микросхемы D22 появится только в том случае, если на его параллельные входы подается двоично-десятичный сигнал, соответствующий числу 55500. При ЛЮБОМ ДРУГОМ состоянии входов сигнал на выводе 11 D22 – отсутствует.

Микросхема D1 представляет собой устройство, которое дважды в течение счетного интервала обеспечивает сброс счетчиков в НУЛЬ – по окончании общего цикла счета и после прихода 55500-го импульса. Выдачу этого числа обеспечивают выходы микросхем D10—D14, причем в двоично-десятичном коде 1-2-4-8.

Следует заметить, что подобная реализация вычитания ПЧ позволяет реализовать и другие значения контрольного числа. То есть иных значений промежуточной частоты. Для этого вполне достаточно просто набрать на входах микросхем этого узла ДРУГОГО числового эквивалента. Естественно, в качестве цифровых индикаторов в данной схеме можно использовать и любые другие семисегментные светодиодные матрицы. Причем, как с общим катодом, так и с общим анодом. При использовании светодиодных семисегментных матриц с ОБЩИМ КАТОДОМ, дешифраторы-преобразователи кодов, которыми и являются микросхемы К176ИД2, должны быть включены так, как показано на рис. 28.14.

А вот о конструктивных особенностях, используемых в приемнике индуктивностей, я попросил бы поделиться с нами своими взглядами нашего «Главного Конструктора Проекта» – Аматора.

«Аматор»: С удовольствием…

Н. Конструкция катушек индуктивности и ШПТЛ, используемых в приемнике

Используемые в конструкции приемника индуктивности, намотаны на стандартных каркасах, внешний вид и размеры которых приведены на рис. 30.13 в главе 30. Моточные данные и конкретно применяемые типы каркасов для селектора диапазонов приведены в табл. 30.5 в главе 30.

Моточные данные (либо значения индуктивности) аттенюатора, широкополосного УВЧ и преобразователя первой промежуточной частоты приведены в табл. 30.6 в главе 30.

Моточные данные катушек усилителя первой промежуточной частоты и преобразователя второй промежуточной частоты приведены в табл. 30.7 главы 30. Те же самые данные по ГПД приведены в табл. 30.8.

В табл. 30.9 приведены моточные данные, либо указаны значения индуктивности усилителя второй промежуточной частоты.

Моточные данные катушек (либо значения их индуктивности) кварцованного гетеродина на частоту 54,045 МГц приведены в табл. 30.10.

А вот по части оптимальной технологии процесса настройки, позвольте передать мои полномочия Вам, Спец.

«Спец»: Не смею отказать. Итак…