Текст книги "Импульсные блоки питания для IBM PC"

Автор книги: Александр Куличков

сообщить о нарушении

Текущая страница: 7 (всего у книги 17 страниц) [доступный отрывок для чтения: 7 страниц]

Согласно принципиальной схеме рис. 2.2, к выводам 2 и 4 подключены дискретные выпрямительные диоды канала -5 В и две диодные сборки для каналов +5 В и +3,3 В. Сборки на основе диодов Шоттки предназначены для работы в цепях с высоким потреблением тока, в выпрямителе канала -5 В установлены обычные кремниевые диоды типа FR102.

Выпрямительные элементы, подключенные к выводам 1 и 5 трансформатора T3, используются для формирования напряжений в каналах +12 В и -12 В. Выпрямитель +12 В собран на основе сборки кремниевых диодов типа CTX128. К выводам трансформатора сборка подсоединяется анодами диодов. Выпрямитель канала -12 В собран на основе двух диодов типа FR102, присоединенных к трансформатору своими катодами.

В подключении выпрямительных элементов к выводам 1, 5 и 2, 4 есть много общего, но в то же время есть и различие: параллельно выводам 1–5 включена RC цепь на элементах R56, C27, а для выводов 2, 4 подобной цепочки не предусмотрено. Объясняется это тем, что в каналах +12 В и -12 В применены кремниевые диоды, скоростные характеристики которых уступают диодам Шоттки выпрямителей каналов +5 В и +3,3 В. Время восстановления их обратного сопротивления сопоставимо с длительностью фронтов импульсов. Для увеличения длительности фронта и спада импульса и используется эта пропорционально интегрирующая цепь. С ее помощью происходит «затяжка» фронта для того, чтобы выпрямительные кремниевые диоды успели переключиться, и соответственно снижается нагрузка на силовые диоды в моменты их переключения.

В каждом из вторичных каналами применена практически одинаковая схема фильтрации выпрямленного напряжения. Все канальные фильтры содержат емкости и индуктивности. Фильтр канала +5 В – двухзвенный, включает в себя Г– и П-образные фильтры. Фильтры остальных каналов – однозвенные, Г-образные.

Потребление энергии каналами -12 В и +12 В может значительно отличаться. Однако их выпрямительные элементы подключены к одноименным выводам трансформатора T3. К цепи обратной связи ШИМ регулятора подсоединен только выход канала + 12 В. Уровень поступления энергии во вторичную цепь определяется мощностью нагрузки в канале +12 В. Для гашения избыточного напряжения в канале -12 В перед первым дросселем фильтра установлен дополнительный диод D30. Таким образом уравниваются уровни напряжений по каналам с абсолютным значением напряжения 12 В.

К выводу 5 обмотки трансформатора T3 подключен диод D25. Катод диода соединен с цепью питания микросхемы IC1. Логика построения системы питания ШИМ преобразователя состоит в том, что в начальный момент подключения источника питания к первичной сети происходит запуск автогенератора на транзисторе Q3. На микросхему поступает выпрямленное напряжение от диода D9. Сглаживается это напряжение конденсатором C24. Подача электропитания по данной цепи продолжается до тех пор, пока не произойдет возбуждение микросхемы IC1, усилителя мощности импульсного преобразователя и на вторичной обмотке T3 не появятся импульсные колебания. Импульсы положительной полярности открывают диод D25. Конденсатор C24 заряжается практически до их амплитудного значения. С этого момента уровень напряжения на C25 превышает амплитуду импульсов, подаваемых от автогенератора через D9. Диод D9 во время нормальной работы усилителя мощности находится в состоянии обратного смещения, и энергия в цепь питания IC1 поступает только от вторичной обмотки трансформатора T3. Автогенератор продолжает работать, но эффективно запитывает только канал дежурного режима компьютера.

В построении схемы стабилизации напряжения в канале +3,3 В тоже есть особенность: помимо фильтра на пассивных элементах здесь используется параметрический стабилизатор, в состав которого входят диод D31, транзистор Q11, управляемый стабилизатор ZIC1 и группа элементов, устанавливающих режимы работы активных компонентов.

Это можно объяснить следующим образом: выпрямительные диоды сборки SBD3 подключены к выводам 2 и 4 трансформатора T3, то есть к тем же выводам, что и выпрямитель канала +5 В. Поступление энергии на эти выводы регулируется обратной связью, следящей только за состоянием канала +5 В. Без дополнительной регулировки уровни напряжений в каналах +5 и +3,3 В были бы практически одинаковыми.

Стабилизатор ZIC1 выполнен в корпусе с тремя выводами. Тип корпуса – TO92, аналогичен пластиковому корпусу отечественного транзистора КТ3107. Тип стабилизатора – TL431C. Напряжение стабилизации устанавливается внешним резистивным делителем и выбирается произвольно из диапазона 2,5-36,0 В. Погрешность напряжения стабилизации составляет 1–2 %. Индекс C после наименования прибора указывает на температурный диапазон использования стабилизатора, который ограничен пределами 0-70 °C. Стабилизатор имеет три электрода, обозначения которых, согласно схеме рис. 2.2, приведены в скобках: анод (GND), катод (VO), вход опорного напряжения (VI). Расположение электродов в пластиковом корпусе показано на рис. 2.15.

Рис. 2.15. Расположение электродов стабилизатора TL431 в корпусе TO92 (вид сверху)

Максимальное напряжение на катоде может составлять 37 В, ток катода – от -100 до 150 мА. Отрицательное значение тока приведено для случая прямого включения стабилизатора. Максимальный входной ток по опорному электроду – 10 мА. Типовое напряжение на опорном электроде – 2,495 В, при входном токе 1,8 мкА.

Схема включения стабилизатора TL431, поясняющая принцип его работы, приведена на рис. 2.16. Наименование точек подключения в схеме источника питания фирмы DTK на рис. 2.16 указано в скобках.

Рис. 2.16. Схема включения стабилизатора TL431

Схема включения справедлива для случая, когда напряжение U больше уровня U. В простейшем случае включения стабилизатора TL431 используются токозадающий резистор R1 и резистивный делитель на R2, R3, определяющий уровень стабилизированного напряжения на катоде прибора. Значение выходного напряжения U_ct зависит от номиналов резисторов, подключенных к входу опорного напряжения, и определяется из соотношения:

U_ст = U_оп(1 + R₂ / R₃) + I_оп R₂ (2.2)

Резистивный делитель напряжения, определяющий уровень выходного напряжения стабилизатора TL431, на схеме, приведенной на рис. 2.2, составлен из сопротивлений R51, R49 и R50. При номиналах резисторов, указанных на принципиальной схеме рис. 2.2, уровень напряжения на катоде стабилизатора ZIC1, электрод VO, составляет ~2,8 В. Напряжение на базе транзистора Q11 имеет примерно такое же значение.

Анод нижнего по схеме диода сборки SBD3 соединен с выводом трансформатора через развязывающий дроссель L6. К аноду выпрямительного диода подключен катод диода D31, анод которого соединен с коллектором транзистора Q11 и с одной из обкладок конденсатора C28. Конденсатор C28 – керамический, рассчитанный на максимальное рабочее напряжение 100 В. С помощью элементов стабилизатора организована следящая связь за уровнем напряжения на выходе канала +3,3 В. Цепь, состоящая из резистора R55, транзистора Q11 и диода D31, шунтирует нижний выпрямительный диод сборки SBD3 и дроссель фильтра этого канала. Импульсами отрицательной полярности, появляющимися на выводе 4 трансформатора T3, открывается диод D31 и через него заряжается конденсатор C28. Напряжение на базе транзистора Q11 фиксировано. Выходное напряжение канала +3.3 В изменяется в некоторых пределах. Увеличение положительного напряжения на выходе этого канала передается на эмиттер транзистора Q11 и приводит к открыванию данного транзистора. При этом выходная цепь канала через резистор R55 подключается к источнику отрицательного напряжения, образованного диодом D31 и конденсатором C28. Происходит частичный разряд конденсатора C34, и выходное напряжение снова снижается до уровня закрывания транзистора Q11. Максимальное рабочее напряжение конденсатора C28 не случайно выбрано таким большим. На конденсатор поступают импульсы, амплитуда которых может превышать 30 В. Заряд конденсатора C34 может достигать амплитудного значения импульсов, реальный же уровень напряжения на нем будет определяться общими рабочими условиями источника питания, зависящими от поведения нагрузки.

Для того чтобы в отсутствие нагрузки конденсаторы фильтров вторичных каналов не заряжались до амплитудных значений импульсного напряжения, параллельно им установлены балансные резисторы. Резисторы обеспечивают постоянный частичный разряд выходных емкостей в течение всего цикла работы источника и быстрый полный разряд после его отключения от питающей сети.

Последним и достаточно важным элементом, работу которого следует рассмотреть, следует считать дроссель групповой связи L5. Обмотки дросселя выполнены на одном сердечнике. В каждом вторичном канале сразу после диодных выпрямительных элементов включено по одной обмотке дросселя. Направление намотки одинаково, обмотки синфазны. Каждая канальная обмотка дросселя – это составная часть общей цепи фильтрации импульсного напряжения, поступающего от выпрямителей. Обмотки дросселя L5 во всех каналах, кроме цепи фильтра +3,3 В, являются дополнением к канальным индуктивностям L1 – L4. В канале напряжения +3,3 В обмотка дросселя L5 – единственный индуктивный элемент сглаживающего фильтра.

Вторичные каналы не имеют дополнительных стабилизаторов, кроме установленных в цепи +3,3 В. ШИМ регулировки осуществляются по сигналам резистивных датчиков, подключенных к выходам каналов +5 В и +12 В. За состоянием остальных вторичных каналов слежение производится косвенным образом. Оно основано на влиянии токов, протекающих в цепях побочных каналов, на уровень общего магнитного потока, возбуждаемого в магнитопроводе дросселя L5. Благодаря единому магнитопроводу между канальными обмотками дросселя L5 существует магнитная связь. Взаимодействие обмоток через сердечник оказывает эффект, подобный работе трансформатора. Через обмотки протекают пульсирующие токи, действие каждого вызывает возникновение ЭДС самоиндукции в остальных. Токи, протекающие по обмоткам дросселя L5, имеют противоположное направление для каналов с положительными и отрицательными напряжениями. Результирующая ЭДС взаимоиндукции будет менять значение в зависимости от распределения нагрузки по каналам. Если в результате произвольного внешнего воздействия произойдет увеличение токовой нагрузки только в канале отрицательного напряжения, это вызовет соответствующее увеличение потока магнитной индукции. Потоки положительных каналов, подключенных к цепи обратной связи, возбуждают магнитный поток противоположной направленности. Величина потока при постоянной нагрузке остается неизменной. Магнитный же поток от канала с отрицательным напряжением будет возбуждать противо ЭДС в обмотках фильтра напряжений +5 В и +12 В. Произойдет некоторое снижение уровня напряжения в этих каналах. Сигнал о понижении номинального выходного уровня через резисторы R46 и R47 поступит на вход усилителя рассогласования микросхемы IC1. ШИМ регулятор отработает это воздействие увеличением ширины рабочей области импульсов, возбуждающих усилитель мощности. Произойдет увеличение энергии, поступающей в цепи вторичных каналов. Уровни напряжений в наиболее нагруженных каналах повысятся до номинального значения. Аналогичный процесс происходит при резком уменьшении нагрузки. В результате будет ограничена подача энергии во вторичные каскады, и система снова придет в состояние равновесия.

Кроме организации вторичных цепей по схеме, представленной на рис. 2.2, могут быть и другие варианты. Отдельные фирмы-изготовители предлагают свои решения в схемах фильтрации и стабилизации вторичных напряжений. Один из вариантов таких схем приводится на рис. 2.17.

Рис. 2.17. Принципиальная схема вторичных цепей источника питания

В данной схеме (рис. 2.17) в выпрямительной схеме канала +12 В использованы особые сборки на основе диодов Шоттки, а также дополнительные интегральные стабилизаторы. К выходу канала +12 В подключен и вентилятор. Позиционные обозначения элементов этого фрагмента условные и относятся только к компонентам данного рисунка. Рассмотрим характерные отличия этой схемы и сравним их со схемотехническими решениями, приведенными на рис. 2.2.

Здесь силовой трансформатор содержит две вторичные обмотки, выводы которых не соединены между собой. Нижняя по схеме обмотка подключается к выпрямительным элементам D1, D2 и SBD2, постоянное напряжение с которых, исключая напряжение +12 В, подается во все вторичные каналы. Средняя точка этой обмотки подключена к общему проводу вторичных цепей. Аноды диодов, входящих в сборку SBD1, соединены с выводами отдельной обмотки, средняя точка которой подключена к выходу выпрямителя канала +5 В, то есть к катодам сборки SBD2. Такое включение позволяет снизить обратное напряжение на диодах сборки SBD1 и использовать в качестве выпрямителей сборку диодов Шоттки, работа которых наиболее эффективна при относительно небольших обратных напряжениях. В данном случае к диодам сборки выпрямителей канала +12 В прикладывается обратное импульсное напряжение, амплитудное значение которого почти в два раза меньше, чем в аналогичной цепи, показанной на рис. 2.2.

Крайние выводы нижней обмотки подключены к катодам выпрямительных диодов D1, D2. На анодах этих диодов появляются импульсы напряжения отрицательной полярности, после фильтрации которого получается общее постоянное напряжение для формирования номиналов -5 и -12 В. В этом источнике питания дроссель L2 содержит только три канальные обмотки. Напряжение питания +3,3 В формируется отдельным выпрямителем на диодной сборке SBD3 и стабилизатором, выполненном на транзисторе Q1, и не входит в контур стабилизации с помощью магнитной связи. Выпрямительные диоды каналов +5 и +3,3 В подключены к одноименным выводам обмоток трансформатора T. Мгновенное увеличение токовой нагрузки по каждому из данных каналов приводит к снижению амплитуды импульсов на выводах этих обмоток. Поэтому косвенное слежение за уровнем напряжения в цепи питания +3,3 В производится по падению напряжения в цепи канала +5 В. Слежение за уровнем выходных напряжений в данной схеме осуществляется также по состоянию каналов +5В и +12 В, но поскольку в этом примере рассматриваются схемы фильтрации и дополнительной стабилизации вторичных напряжений, цепи, используемые для основной стабилизации, на рис. 2.17 не показаны. Для дополнительной стабилизации напряжений отрицательных номиналов установлены интегральные стабилизаторы IC1 и IC2. В качестве стабилизатора канала -5 В использована микросхема типа 7905, а для формирования напряжения -12 В – микросхема типа 7912. В каналах отрицательных напряжений несколько изменена схема сглаживания импульсного напряжения, фильтрация которого выполняется только обмоткой дросселя L2.

В данном варианте построения регулятора напряжения +3,3 В следует отметить две характерные особенности. Выходное напряжение канала корректируется потенциометром R11, а не жестко задается резистивным делителем с заранее определенными номиналами. К коллектору регулирующего транзистора Q1 на схеме рис. 2.17 не подключен накопительный конденсатор. В этом варианте замыкание выходных клемм канала +3,3 В на балансный источник напряжения через транзистор Q1 происходит в течение действия отрицательных импульсов на катоде диода D3. В остальные промежутки времени коллектор Q1 подключен к общему проводу питания через диод D4. Принцип регулировки уровня напряжения этого канала полностью аналогичен способу, ранее описанному при рассмотрении схемы, представленной на рис. 2.2.

На схеме рис. 2.17 также показан способ подключения вентилятора FAN, установленного внутри корпуса источника питания. Вентилятор, прежде всего, служит для охлаждения мощных элементов самого источника питания. Воздушный поток движется из внутренней полости источника наружу. Оба силовых транзистора источника питания установлены на одном радиаторе через изолирующие прокладки. На втором радиаторе закреплены выпрямительные диодные сборки сильноточных каналов. Оба радиатора расположены напротив вентилятора и при его работе охлаждаются воздушным потоком.

Каскад на транзисторах Q2 и Q3 предназначен для регулировки уровня напряжения и соответственно для частоты вращения ротора вентилятора. Все источники питания ATX конструктива имеют аналогичные регуляторы скорости вращения вентилятора. Питание каскада производится от вторичного напряжения +12 В. Начало вращения вентилятора после подключения источника к питающей сети может служить своеобразным индикатором формирования вторичных напряжений. Сам вентилятор включен в эмиттерную цепь транзистора Q3. Уровень напряжения на вентиляторе и соответственно скорость его вращения зависят от внутренней температуры источника. Датчиком температуры является терморезистор TH1 с отрицательным коэффициентом сопротивления, подключенный между базой транзистора Q2 и общим проводом питания. По мере прогревания внутренней полости прибора значение сопротивления резистора TH1 уменьшается. Уровень напряжения базового смещения у транзистора Q2 снижается. Развитие этого процесса приводит к постепенному закрыванию транзистора Q2 и повышению напряжения на базе Q3. При полностью закрытом транзисторе Q2 напряжение на базе Q3 достигает своего максимального уровня, и транзистор Q3 полностью открывается. Величина сопротивления перехода коллектор-эмиттер транзистора Q3 падает до минимально возможной. Скорость вращения вентилятора в этих условиях самая высокая.

2.4.5. Цепи защиты и цепи формирования служебных сигналов

Силовые элементы (как активные, так и пассивные) для каждого источника питания выбираются с учетом предельных рабочих режимов, которые должен обеспечивать источник. Увеличение нагрузки сверх расчетной приводит к повреждению компонентов силовой части. Если меры защиты от ненормированного увеличения потребления тока нагрузкой не предусмотрены, выпрямительные и индуктивные элементы вторичных цепей также могут быть безнадежно испорчены. В этом случае блок полностью придет в негодность и для его восстановления потребуются большие трудовые и материальные затраты. Для исключения повреждения цепей источника питания в его схему вводятся дополнительные элементы, которые обеспечивают защиту при возникновении в нагрузке процессов, не предусмотренных условиями нормального функционирования всего источника питания.

Основная цель применения этих элементов – воздействовать на цепи управления формирователя импульсных сигналов для ограничения подачи энергии во вторичные каналы напряжения до устранения причины, вызвавшей возникновение неконтролируемого процесса. Система защиты источника, показанная на схеме рис. 2.2, срабатывает в следующих случаях:

• короткого замыкания по вторичным каналам отрицательных напряжений;

• превышения уровня напряжений каналов +5 В и +3,3 В выше предела, установленного техническими характеристиками;

• чрезмерного увеличения длительностей импульсов управления силовыми транзисторами.

Процесс включения защиты имеет комплексный характер и в некоторых случаях сигналы, приводящие его в действие, поступают на исполнительную цепь по нескольким каналам. Для запуска защитного механизма во всех перечисленных выше случаях предусмотрены свои отдельные каскады. Каждый из них формирует индивидуальный сигнал защиты. Все эти сигналы объединяются элементом монтажного ИЛИ, реализованным на дискретных компонентах. Выход элемента ИЛИ подключен к микросхеме ШИМ регулятора IC1, работа которой блокируется в случае фиксации неисправности хотя бы в одном из каналов защиты. Действие, которое оказывает каждый канал защиты на работу источника питания, приводит к его длительной блокировке. Возобновление нормальной работы может произойти только после отключения преобразователя от первичной сети и при повторном включении.

Рассмотрим, во-первых, режим работы источника питания с точки зрения функционирования элементов защиты, во-вторых, все каскады, которые инициируют запуск механизма включения блокировки источника питания, и, в-третьих, условия, при которых они начинают действовать.

При подключении преобразователя напряжения к первичной питающей сети безусловным является только запуск автогенераторного каскада. На другие первичные цепи сначала подается только выпрямленное сетевое напряжение. От вторичной цепи автогенераторного каскада положительное напряжение питания IC1 поступает на вывод IC1/12. На выходе IC1/14 формируется постоянное стабилизированное напряжение с номинальным значением +5 В. Этот вывод в схеме (см. рис. 2.2) соединен с выводами IC1/13,15 микросхемы TL494 и эмиттерами транзисторов Q1 и Q5. Коллектор транзистора Q5 непосредственно, а коллектор транзистора Q1 через диод D10 подключены по схеме монтажного ИЛИ к выводу IC1/4 микросхемы ШИМ регулятора. К выводу IC1/4 подсоединен неинвертирующий вход внутреннего компаратора DA1 (по рис. 2.7). Выходной сигнал DA1 зависит от соотношения подаваемых на его входы напряжений. На инвертирующий вход DA1 поступает пилообразное напряжение. Пока на микросхему IC1 подается постоянное положительное напряжение с уровнем не ниже +7 В, его формирование происходит непрерывно. Амплитуда пилообразного сигнала ~3 В. Если на неинвертирующий вход DA1 поступит положительное напряжение по уровню, превышающее амплитуду «пилы», то на его выходе установится постоянное высокое напряжение, которое передается на вход элемента DD1. Элемент DD1 блокируется этим уровнем, а значит на его выходе будет поддерживается постоянный высокий уровень независимо от состояния второго его входа. Следовательно, импульсный сигнал отключится от триггера DD2 и на базах транзисторов VT1 и VT2 будет напряжение низкого логического уровня. Формирование ШИМ выходного сигнала будет приостановлено. Транзисторы промежуточного усилителя Q8 и Q7 «замрут» в открытом состоянии. Передача импульсного сигнала в базовые цепи Q9 и Q10 прекратится. Остановится процесс ВЧ преобразования и подача энергии во вторичные цепи. В такой последовательности будет развиваться процесс остановки работы всего источника питания, если хотя бы один из транзисторов Q1 или Q5 будет находиться в открытом состоянии. Через любой из этих открытых транзисторов на вывод IC1/4 будет подаваться напряжение высокого логического уровня, превышающее амплитудное значение пилообразного напряжения на IC1/5 (и соответственно на инвертирующем входе компаратора DA1).

Выход канала дежурного питания +5VSB через резистор R22 подключается к базовой цепи транзистора Q2. В этой цепи возникает положительный потенциал практически сразу после включения питания. Транзистор Q2 переходит в состояние насыщения и резистор R16 через него подключается к общему проводу вторичного питания. При этом происходит открывание транзистора Q5, через малое сопротивление которого вывод IC1/4 подключается к источнику питания +5 В – вывод IC1/14. Микросхема IC1 устанавливается в режиме ожидания и удерживается в нем до поступления на вход PS-ON (базовая цепь Q2) низкого логического уровня. Запуск микросхемы IC1 происходит при подаче сигнала низкого логического уровня в точку PS-ON и последовательного закрывания транзисторов Q1 и Q5. Вывод IC1/4 отключается от источника положительного напряжения, снимается блокировка элемента DD1 и на выходах IC1/8,11 начинают формироваться импульсы управления.

В процессе работы или в начальный момент подключения источника питания к нагрузке в любой вторичной цепи может произойти короткое замыкание (КЗ). Оно приводит к резкому неконтролируемому увеличению тока. Допустим, что КЗ возникло в произвольном канале положительного вторичного напряжения. В начальный момент увеличения нагрузки импульсный преобразователь будет «стараться» компенсировать снижение уровня выходного напряжения. По цепи обратной связи микросхема IC1 получает сигнал о снижении уровня вторичного напряжения. После сравнения поступившего уровня сигнала с опорным уровнем на выходе усилителя рассогласования возрастет напряжение ошибки. Длительность импульсов управления с выхода ШИМ формирователя начнет быстро увеличиваться. Соответственно станут больше и интервалы времени, в течение которых силовые транзисторы находятся в открытом состоянии. Ток, протекающий через них, также повысится из-за снижения эквивалентного сопротивления импульсного трансформатора, пересчитанного к первичной обмотке. При увеличении длительности импульсов сокращаются паузы между ними. Напряжение в точке соединения анода диода D18 и катода диода D19 интегрируется керамическим конденсатором C19. Уровень напряжения на конденсаторе С19 также начинает повышаться. С увеличением уровня этого напряжения растет положительный потенциал на базе транзистора Q6, величина которого определяется соотношением резисторов делителя, состоящего из сопротивлений R20 и R21. Сопротивление перехода коллектор-эмиттер транзистора Q6 включено последовательно с резисторами R13 и R14. Эти три сопротивления образуют базовый делитель транзистора Q1. С повышением напряжения на базе Q6 сопротивление его перехода коллектор-эмиттер уменьшается. Когда оно примет значение, равное ~1 кОм, произойдет открывание транзистора Q1. Таким образом, как только возникает короткое замыкание по одному из основных каналов потребления энергии, последовательно открываются транзисторы Q6 и Q1. Через открывающийся транзистор Q1 положительное напряжение, образованное внутренним источником микросхемы TL494, с вывода IC1/ 14 подается на вывод IC1/4. Напряжение на выводе IC1/4 также постепенно нарастает. Изменение структуры сигналов управления при этом можно проследить по диаграммам работы ШИМ регулятора (см. рис. 2.8). В описываемом случае на диаграмме 2 происходило бы постепенное увеличение длительности положительного импульса вследствие превышения уровня напряжения, отмеченного горизонтальной линией. Ширина же положительных импульсов на диаграмме 4 (выход компаратора DA2) имела бы минимальную ширину. Обе последовательности поступают на входы элемента DD1. Параметры результирующей выходной импульсной последовательности определяют длительность открытого состояния силовых транзисторов. Временной интервал, в течение которого силовой транзистор открыт, равен паузе между импульсами последовательности с меньшей длительностью паузы. С возрастанием напряжения на входе IC1/4 происходит уменьшение паузы в последовательности на выходе элемента DD1 и, как следствие, сокращение времени активного состояния силовых транзисторов. Микросхема IC1 постепенно переводит силовые транзисторы Q9 и Q10 в режим работы с ограниченной длительностью активного состояния. Сначала передаваемая во вторичную цепь снижается до минимума, что приводит к резкому снижению уровней выходных напряжений по всем каналам, а затем происходит полная блокировка импульсов на выходах IC1 и остановка преобразователя. После того как транзистор Q1 откроется через диод D3, в базовую цепь транзистора Q4 поступит положительное напряжение, переводящее его в состояние насыщения. Теперь в базовой цепи транзистора Q1 два транзистора Q4 и Q6 находятся в открытом состоянии. Уменьшение длительности импульсов, открывающих транзисторы Q9 и Q10, а также остановка преобразователя приведут к понижению напряжения на конденсаторе C19. Транзистор Q6 закроется, но напряжение на выводе IC1/4 будет поддерживаться высоким, так как транзистор Q1 будет удерживаться в открытом состоянии, благодаря открывшемуся транзистору Q4. Таким образом, последовательное срабатывание транзисторов Q6 и Q1 приводит к блокировке выходов IC1. Использование же Q4 в базовой цепи транзистора Q1 позволяет сохранить это состояние.

Силовая часть схемы и элементы управления в этом режиме блокируются полностью. Даже если причина КЗ будет устранена, источник питания самостоятельно не запустится. Повторный запуск потребует выключения питания и выдерживания определенной паузы для разряда конденсатора C8, подключенного между базой транзистора Q1 и общим проводом. В режиме ожидания питание микросхемы IC1 вновь возобновляется от автогенератора на транзисторе Q3. В микросхеме IC1 продолжают работать только генератор пилообразного напряжения и внутренний источник опорного напряжения, формирующий на выводе IC1/14 напряжение +5 В.

Каскад для защиты схемы от КЗ в цепях каналов с отрицательными выходными напряжениями собран на элементах D1, R2, R8, R9, D4 и Q4. Эти элементы образуют сумматор напряжений по каналам -5, -12, +5 В. Номиналы резистивных элементов подобраны так, чтобы в случае возникновения КЗ по одному из отрицательных номиналов, положительное напряжение на аноде диода D4 превысило бы уровень 1,2–1,3 В. Этого будет достаточно для открывания транзистора Q4. Следом за этим транзистором в состояние насыщения переходит и транзистор Q1. Через открытый транзистор Q1 и диод D3 положительный потенциал подается, как и в выше описанном случае, в базовую цепь транзистора Q4. С коллектора транзистора Q4 через диод D10 положительное напряжение поступает на вход IC1/4. Выходы этой микросхемы и работа силового каскада блокируются. После снижения уровня выходного напряжения канала +5 В оба транзистора Q1 и Q4 в цепи защиты находятся в открытом состоянии.

Маломощные стабилитроны ZD1 и ZD3 подключены катодами к выходам каналов напряжений +5 В и +3,3 В соответственно. Их аноды объединены и через резистор R3 подсоединены к общему проводу питания. Такое соединение кроме суммирования сигналов датчиков обеспечивает развязку между каналами. Через диод D5 аноды стабилитронов подсоединены также к базе транзистора Q4. Эти элементы являются датчиками уровней вторичных каналов положительных напряжений и используются для включения защитного механизма в случае превышения напряжениями этих цепей верхнего допустимого предела, установленного техническими характеристиками источника питания. Номинальный уровень фиксации неконтролируемого превышения напряжения в канале +5 В составляет +6,3 В, а для канала +3,3 В равен +4,2 В. Работа обеих защитных цепей строится по одному и тому же принципу. Он заключается в том, что при достижении выходным напряжением уровня защитной фиксации, напряжение в точке соединения анодов стабилитронов должно иметь значение 1,2–1,3 В, то есть достаточное для последовательного открывания диода D5 и транзистора Q4. Далее открывается Q4 и процесс включения защиты происходит по выше описанному алгоритму. Переключения элементов приводят к полной блокировке системы ШИМ регулирования. Для срабатывания схемы защиты при указанных предельных значениях напряжений использованы стабилитроны с напряжением стабилизации 5 и 3 В для каналов с выходным напряжением соответственно +5 и +3,3 В.